1 引言
在兆瓦级，大功率电力电子应用中需要大容量的半导体器件。然而，对于某些应用来说，即使是目前可以得到的*大半导体器件容量也不够大。因此需要将它们并联。在传统的电力电子电路中将半导体器件并联是非常普遍的。
现在讨论一种可能的方案：电力电子装配把包含IGBT和二极管的IGBT基本单元、散热器、直流环节电容、驱动器和保护电路、辅助电源和PWM控制器（一个独立单元）组装在一个三相逆变器中。这些单元可以并联，例如用于一台带永磁发电机的4象限驱动风力发电机和所展示的全功率4兆瓦变换器。
本文介绍一种在中压范围内得到更大风力发电功率的方法。该方法使用变速中压永磁发电机的线路接口连接，没有任何电压和功率限制，并且采用已经证明有效的半导体器件和组件。将基本电力电子单元串联以获得更高的电压，并联以获得更高的功率等级。
2 不同阻断电压下IGBT效率的对比
IGBT在电力电子电路中使用非常广泛。如今有各种电压等级的IGBT，广泛用于工业应用的1200V和1700V IGBT以及3.3kV、4.5kV和6.5kV的中压IGBT。那么哪种电压等级*适合大功率应用呢？当上述IGBT被放置在目前可得到的*大外壳中以制造逆变器时，可以找到这个问题的答案。当然，在*优工作条件下模拟可用功率更简单。
为了做到这一点，选用了*大的标准外壳（IHM，190mm宽）。IGBT都被封装在这个外壳中，并定义了*佳工作条件：直流运行电压Vdc、,交流输出电压Vac、载波开关频率3.6 kHz以及尽可能好的冷却条件。图1显示了基于给定参数而计算出的不同IGBT的可用功率。
结果显示，采用3.3 kV、1200 A独立模块得到的*大功率约为采用1.7 kV、2400 A IGBT所得功率的一半。相比之下，6.5 kV、600 A IGBT模块所提供的功率仅为1.7 kV IGBT的四分之一。产生这一结果的原因是IGBT模块的损耗。如果计算图2中三个变换器的效率，可以看到损耗比为1:2:4。
对于这个对比，我们使用了相同的载波开关频率fsw = 3.6kHz。这使得我们有机会采用相对较小的滤波器设计逆变器。使用不同的载波开关频率，将导致所用的输出正弦滤波器不同。基于上述种种原因，可以看出，采用1.7 kV IGBT可实现*大效率，它是一款单位模块价格非常合理的标准工业产品。
不同阻断电压下IGBT效率的对比.
运行条件是：fsw = 3,6KHz、cosφ = 0.9，相同模块和冷却条件下三相逆变器的运行
1.7 kV IGBT封装在不同的模块外壳中。为了对比，我们可以采用*大的单管模块IHM 2.4kA、 1.7kV，将两个这样的模块和一个尺寸与长度相近的双管模块SKiiP1513GB172做比较。如果两个SKiiP在散热器上背靠背放置，则可得到一个电流是2 x 1.5kA = 3.0kA的半桥（外壳温度= 25 ℃时 ），或者电流为 2.25kA的半桥（外壳温度为70 ℃时）。
两个单管模块将提供一个2.4kA的半桥。比较计算的结果可以看到，与放置在*大外壳中的标准模块相比，采用SKiiP的方案可在整个开关频率范围内提供更高的输出电流。可用逆变器输出功率与开关频率的关系见图3。
如果采用了更强大的SKiiP模块，如使用氮化铝作为陶瓷基板的SKiiP 1.8kA, 1.7kV，可从三相逆变器获得更高的功率，即1800 kVA。
图4 配备了1800 kVA基本单元的示例
3 并联IGBT模块
以下方案对于IGBT模块的并联运行是可行的。
⑴ 一台三相逆变器用于整个功率的提供，相脚是由许多并联的IGBT模块和一个强大的驱动器组成。每个IGBT模块必须有自己的栅极电阻与对称直流环节和交流输出连接。[1]
⑵ 三相IGBT基本单元硬并联。
整个系统是通过一台控制器及其PWM信号控制。所有三相逆变器都连接到一个公共的直流环节电压。对于每个独立基本单元驱动器，采用驱动器并联板实现并联。驱动器工作时间小的变化（小于100ns ）是通过小的交流输出扼流圈进行补偿的（电感< 5 μH）。所有的三相逆变器同时运行，但存在小的时延，小时延可通过额外的交流扼流圈进行补偿。采用对称布局和IGBT饱和压降的正温度系数来保证适当的负载电流均衡。[2]
第2项所述的系统每个基本单元附带PWM信号的附加校正。并联基本单元的精确负载电流均衡是由附加PWM校正控制的。
将几个带同步PWM的单元并联运行，且用附加PWM控制消除循环电流。[3]
每个基本单元都使用电气负载隔离。各个基本单元都有自己的控制器，通过绝缘绕组给负载提供电力。PWM是独立的、非同步的、自由运行的信号，且每个基本单元都有自己单独的直流环节。在电网侧，每个基本单元有自己的正弦LC滤波器。假如输出也是电气隔离的，则不同直流环节间不存在循环电流。 这是将带有标准独立控制器的标准独立基本单元并联起来的*简单的方法。
